【導(dǎo)讀】近年來，諧振變換器的熱度越來越高，被廣泛用于計算機(jī)服務(wù)器、電信設(shè)備、燈具和消費電子等各種應(yīng)用場景。諧振變換器可以很容易地實現(xiàn)高能效，其固有的較寬的軟開關(guān)范圍很容易實現(xiàn)高頻開關(guān)，這是一個關(guān)鍵的吸引人的特性。本文著重介紹一個以半橋LCC諧振變換數(shù)字控制和同步整流為特性的300W電源。
近年來，諧振變換器的熱度越來越高，被廣泛用于計算機(jī)服務(wù)器、電信設(shè)備、燈具和消費電子等各種應(yīng)用場景。諧振變換器可以很容易地實現(xiàn)高能效，其固有的較寬的軟開關(guān)范圍很容易實現(xiàn)高頻開關(guān)，這是一個關(guān)鍵的吸引人的特性。本文著重介紹一個以半橋LCC諧振變換數(shù)字控制和同步整流為特性的300W電源。
圖1所示的STEVAL-LLL009V1是一個數(shù)控300W電源。原邊組件包括PFC級和DC-DC功率級(半橋LCC諧振變換器)，副邊組件包括同步整流電路和STM32F334微控制器，其中STM32F334微控制器對DC-DC功率級(半橋LCC諧振變換器)和輸出同步整流進(jìn)行數(shù)字控制，而功率因數(shù)校正(PFC)級基于L6562ATD臨界模式PFC控制器。
評估套件的工作模式可以按照需要設(shè)為恒定電壓（CV）模式或恒定電流（CC）。 板載快速保護(hù)電路提供所有的必備的保護(hù)功能，并且具有很高的可靠性。在270-480V交流輸入和整個負(fù)載范圍內(nèi)，對評估套件進(jìn)行了性能測評，試驗結(jié)果證明，電能質(zhì)量參數(shù)在IEC 61000-3-2通用交流電源諧波標(biāo)準(zhǔn)的可接受范圍內(nèi)。
前言
本文提出的解決方案采用數(shù)字變換控制方法，而不是基于模擬IC的標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計。數(shù)控方法的主要優(yōu)點是設(shè)置靈活，可以在任何給定條件下即時調(diào)整參數(shù)和工作點，無需更改任何硬件，而模擬控制只能在特定范圍內(nèi)調(diào)整。數(shù)字控制方法只用一顆芯片就能實現(xiàn)調(diào)光方法(模擬或數(shù)字)、調(diào)光控制(0-10V，無線通信)、調(diào)光分辨率、溫度監(jiān)控、各種保護(hù)、通信連接等高級功能，因而系統(tǒng)成本更劃算，實現(xiàn)起來也比模擬方法更容易。此外，在噪聲較高的工況下，數(shù)控方法可保證電源具有更高的穩(wěn)定性：數(shù)控電源不易受元器件公差、溫度變化、電壓漂移等因素的影響。
圖 1: STEVAL-LLL009V1 評估套件
系統(tǒng)概述
STEVAL-LLL009V1評估套件有恒定電壓（CV）和恒定電流（CC）兩種模式，恒壓模式（CV）可將270V-480V交流電輸入轉(zhuǎn)為48 V恒定電壓、最大電流6.25 A的直流電輸出；恒流模式(CC)可以輸出36V-48V的6.25 A直流電流。通過撥動主電源板上的開關(guān)SW1，可以將評估套件設(shè)為CV模式或CC模式。DC-DC功率級叫做原邊電源層，而微控制器級叫做副邊電源層，微控制器向電隔離半橋柵極驅(qū)動器STGAP2DM發(fā)送控制信號，驅(qū)動DC-DC功率級MOSFET開關(guān)管。
圖2是STEVAL-LLL009V1評估套件的框圖，該評估套件嵌入了原副邊需要的拓?fù)潆娐泛驮骷?/div>
評估板提供一個0-10V的輸入，用于控制LED的亮度。僅當(dāng)評估套件在恒流(CC)模式下運(yùn)行時，調(diào)光控制0-10V輸入才適用。STEVAL-LLL009V1評估套件實現(xiàn)了模擬調(diào)光方法，電流分辨率為1％。
評估板上還插接了一個有隔離放大器的子板，用于檢測PFC的輸出電壓，該輸出電壓也是DC-DC功率級的輸入電壓。PFC級基于MDmesh
TM K5功率MOSFET；為實現(xiàn)高能效，LCC變換器的半橋采用MDmesh TM DK5功率MOSFET。副邊同步整流（SR）電路采用STripFETTM F7功率MOSFET，以減少通態(tài)損耗。
評估套件配備了完善的安全保護(hù)功能，例如，開路保護(hù)、短路保護(hù)、諧振電流保護(hù)、DC-DC功率級輸入欠壓保護(hù)和過壓保護(hù)。
基于VIPer267KDTR的離線反激變換器向原副邊電路供電，包括控制板、柵極驅(qū)動器IC和信號調(diào)理電路。
實驗結(jié)果表明，在寬輸入電壓和寬負(fù)載條件下，評估板取得了較高的電源能效，功率因數(shù)接近一，較低的THD％失真率，這歸功于意法半導(dǎo)體的功率器件的出色性能，以及使用STM32F334 32位微控制器實現(xiàn)的控制策略。
圖 2：STEVAL-LLL009V1 評估套件框圖
諧振變換器
DC-DC功率級將PFC輸出電壓變?yōu)樗璧妮敵鲭妷骸?DC-DC功率變換級有多種拓?fù)淇捎茫纾琇LC諧振變換器。每種拓?fù)涠加衅涓髯缘膬?yōu)缺點。充電器和LED照明之類的應(yīng)用可能要求電隔離的DC-DC功率級處理較寬的輸入或輸出電壓。 考慮到這些要求，在STEVAL-LLL009V1的DC-DC功率級中實現(xiàn)了半橋LCC諧振拓?fù)洌鐖D3所示。
圖 3：具有同步整流功能的半橋 LCC 諧振變換級
在STEVAL-LLL009V1中，并聯(lián)電容器Cp連接到變壓器的副邊，因此，同步整流的寄生電容和變壓器的漏感成為諧振回路的一部分。
PFC輸出電壓為大容量的Bulk電容器充電，以生成穩(wěn)定的DCBUS電流。半橋配置MOSFET開關(guān)在GND和DC-BUS之間產(chǎn)生一個方波電壓波形， 并施加到由電容器Cr、電容器Cp（位
于副邊）、電感器Lr和隔離變壓器組成的LCC諧振回路。
以50％的PWM占空比和適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)時間驅(qū)動LCC諧振變換器的半橋高壓MOSFET 開關(guān)。因為近似正弦諧振的儲能電流始終滯后于電壓波形（電感區(qū)域），所以MOSFET輸出電容在
下一次導(dǎo)通之前的死區(qū)時間內(nèi)有時間放電，并實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）操作，如圖4所示。PWM開關(guān)頻率控制器用于調(diào)節(jié)諧振回路的電壓升高幅度，并將變換器的電壓保持在電感區(qū)域內(nèi)，使開關(guān)管在整個工作范圍內(nèi)保持ZVS操作，并減少開關(guān)損耗。
圖 4：在 100%負(fù)載時 HB-LCC 級波形
表 1：LCC 與 LLC 諧振變換器對比
我們用基本諧波分析(FHA)法分析了評估套件半橋LCC諧振變換器的增益。
根據(jù)使用FHA方法得出的增益計算公式以及為STEVALLLL009V1評估套件半橋LCC諧振轉(zhuǎn)換器選擇的LCC參數(shù)，我們得出增益與歸一化頻率的關(guān)系曲線，如圖5所示。
圖 5：HB LCC 變換器-增益與歸一化頻率
同步整流(SR)
在圖3所示的變壓器副邊，輸入電壓波形由全橋配置的同步整流器整流，并由輸出電容器濾除干擾信號，使波形平滑。 同步整流級由STM32F334微控制器進(jìn)行數(shù)字控制。
驅(qū)動同步整流MOSFET開關(guān)管需要檢測同步整流(SR)端點電壓(VDS_SR1 和 VDS_SR2)。下面討論MOSFET VDS（漏源電壓）的檢測和控制算法。
漏源電壓檢測網(wǎng)絡(luò)由快速二極管和上拉電阻組成，上拉電阻連接微控制器（MCU）的電源電壓，如圖6所示。當(dāng)SRMOSFET漏極電壓高于MCU Vcc時，給二極管施加反向偏壓，檢測電壓上拉至Vcc。 當(dāng)漏極電壓低于Vcc時，給二極管施加正向偏壓，檢測電壓等于該電壓與正向?qū)ǖ亩O管的壓降之和。上拉電阻限制加正偏壓期間的電流。
圖 6：同步整流 VDS檢測方法
首先，同步整流MOSFET的體二極管開始導(dǎo)通，VDS檢測電路測量到VDS漏源電壓值，如果漏源電壓(VDS)低于設(shè)定閾值(通過MCU DAC外設(shè)設(shè)置的Vthreshold_ON – OFF)，比較器輸出(下降沿)觸發(fā)MCU TIMER外設(shè)的不可重復(fù)觸發(fā)單脈沖模式，如圖7所示。MCU TIMER外設(shè)向相應(yīng)的同步整流柵極驅(qū)動器發(fā)送最小持續(xù)時間是TON min的脈沖信號。
當(dāng)漏源電壓(VDS)高于設(shè)定閾值(通過MCU DAC外設(shè)設(shè)置的Vthreshold_ON – OFF)時，比較器輸出（上升沿）重置MCU TIMER外設(shè)，并停止向相應(yīng)的同步整流柵極驅(qū)動器發(fā)送脈沖，如圖所示。 圖7。
MCU持續(xù)監(jiān)視DC-DC功率級（HB-LCC）頻率和輸出電流。如果頻率高于設(shè)置閾值及滯后值或者輸出電流低于設(shè)置閾值及滯后值，則微控制器(MCU)關(guān)閉同步整流級柵極驅(qū)動器，在此階段，MOSFET的體二極管進(jìn)行整流。當(dāng)頻率低于設(shè)置閾值及滯后值或者輸出電流高于設(shè)置閾值及滯后值時，則微控制器(MCU)開啟同步整流級柵極驅(qū)動器。
根據(jù)DC-DC功率級（HB-LCC）的工作頻率，可在MCU中的查找表中調(diào)整閾值(Vthreshold_ON – OFF)。
圖 7：同步整流數(shù)字控制算法
實驗結(jié)果
我們計算了STEVAL-LLL009V1在不同負(fù)載下的總能效、功率因數(shù)(PF)和總諧波失真(THD)。當(dāng)負(fù)載為100％時，能效高于93.5％。圖8、9、10和11分別描述了評估套件恒壓(CV)和恒
流(CC)模式的性能。
圖 8：恒壓配置：在不同負(fù)載下輸入電壓與能效的關(guān)系
圖 9：恒壓配置：在不同負(fù)載下輸入電壓與功率因數(shù)的關(guān)系
圖 10：恒壓配置：在不同負(fù)載下輸入電壓與總諧波失真的關(guān)系
圖 11：恒流配置：在不同 LED 壓降下輸入電壓與能效的關(guān)系
結(jié)論
本文提出的數(shù)控電源在恒壓（CV）和恒流（CC）兩種模式下都能提供300W的輸出功率。實驗結(jié)果表明，在寬輸入電壓和寬負(fù)載條件下，評估板取得了較高的電源能效，功率因數(shù)接近一， THD％失真率較低，這歸功于意法半導(dǎo)體的功率器件的出色性能，以及使用STM32F334 32位微控制器實現(xiàn)的控制策略。
（來源：意法半導(dǎo)體，作者：Akshat JAIN, Fabrizio DI FRANCO）
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